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[电路资料] 准甲类功放设计

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发表于 2019-4-18 23:54 | 显示全部楼层 |阅读模式
1.概述
     如图1是准A类功放电路,图中标注了实测的电压数据和根据欧姆定律计算的电流数据。从结构上看,该电路仍然可分为三级,即差动输入级、激励级和输出级。为了增大输出电流驱动负载,功率管采用双臂并联。
      在功放电路中,前置级与功放级通常使用同组电源,这样就会带来两个弊端:其一、大动态时,功放级的大电流使电源内阻的压降过大,电源电压降低,导致激励级的供电电压不足,动态范围明显变小,功放级获得的驱动电压不足,达不到应有的输出功率,因而大动态时推动大功率音箱就会显得力不从心;第二、大动态时,电源波动产生的干扰信号使激励级的输出信号幅度被调制,从而降低声音的清晰度。
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图1
        为了克服大动态时工作的两个弊端,本电路在前置级与功放级的供电通路中串入二极管VD3、VD4进行隔离,这样处理就可以明显地改善大动态时的性能。隔离式供电的工作原理如下:当输出级的瞬间大动态信号电流使电源电压低落时,整流二极管VD3、VD4的反向截止。由于滤波电容、容量较大(相对于前置级的工作电流来说),短时间内能保证差动放大级的电压不至于跌落,待电容上的电压即将跌落时,输出级的瞬间电流峰值已过,电源电压即可恢复原值,可以立即向、和差分放大级供电。这样,在大动态时差分放大级的电源电压基本不受影响。
        图1与上一篇《50W(AB)类Hi-Fi功放》中的改造后的电路具有某种程度上的对偶性。电路的上方从左至右分别为差分对的镜像恒流源、激励级及输出级的上臂;下方从左至右分别为差分对的恒流源、激励级的恒流源及输出级的下臂。在这个电路中,倍增电路也与《50W(AB)类Hi-Fi功放》中的呈对偶性,倍增管用PNP型。
        图1采用场效应管作为差分对,利用2SK246的门-源极电压控制漏极电流,在漏-源极电压一定时,电压负值的绝对值愈大,漏极电流愈小。由于2SK246栅极不需要电流,故输入端对GND的偏置电阻R3的压降几乎为0。此时,偏置电阻与反馈电阻即便不相等也不会造成失调电压偏大,因为失调电压只与2SK246的门-源极电压的差异有关。
      初始设计时把漏极电流设置得较大(3mA),希望借助源极电阻的负反馈作用降低跨导,改善输入级的性宽度,但是发现失调电压很不理想。由于笔者够买的2SK246的门-源极电压的差异太大,比如图1中Ugs1 =-182mV, Ugs2=-29mV。原设计源极电阻R14=R15=68Ω,不得不R14 变更为 取47Ω、 R15短路,才使得失调电压为理想的7mV。考虑到SK246的 Ugs差异性,最好的设计是把R14 R15与合并、用一只精密微调电阻代替,电阻两个固定端分别接差分管的源极,动端接恒流源,这样就能很方便地调整失调电压了。
         2SK246是东芝公司出品的N沟道结型(N Channel Junction Type)场效应管,特别适合于高阻抗输入的放大电路采用,能敏感地捕捉信号。激励级及恒流源均采用2SC2240、2SA970,这两种型号的晶体管是低噪声小信号对管。
2. 准甲类功放的激励级的静态电流
      电阻R23与VT11的be结并联,忽略VT11的基极电流,VT10的集电极电流约等于0.55mA,则的压降约为1.2V。实际感测小功率管VT11最烫,这是因为静态时VT11的电流为6mA ,c-e极间电压约为33V,故VT11的静态功耗大约200mW(≈6mA×33V)。这对于TO-92封装、最大耗散功率为300mW的小功率晶体管来说,已经是比较大的功率额度设计了。
3. 功率输出级的电流分配
     输出级采用最常见的类型一。为了增大电流驱动能力,末级采用双臂并联,并在功率管的基极串接47Ω电阻,防止晶体管因be结压降差异过大导致电流向某一臂过度集中。由图中标注数据可知,输出管上臂的基极电流基本相等(因基极电阻压降基本相等),下臂的基极电流比上臂的基极电流略小,并且下臂两管的基极电流也不相同。说明上臂管2SC2158的β值比下臂管2SA1941的β值小;即便下臂两只2SA1941管,集电极电流相差只有十几毫安,但VT19的基极电流明显比VT18的基极电流(见基极电阻、的压降)小,故VT19的β值比VT18的β值偏大。顺便说一下,一台高品质的音频功放,功率管的β值差异最好不要超过5%。
      R31的压降为656mV,故驱动管VT14的发射极电流为14mA。 R32的压降为650mV,考虑到元件参数误差,则VT15的发射极电流也应该为14mA。
       因为功率管VT17的基极电阻R33的压降为53mV,故流过它的电流为1.12mA,该电流就是功率管的基极电流。又,VT17的发射极电阻R38 的压降为46mV(=210mA×0.22Ω),所以VT17的be结压降约为557mV(=656mV-56mV-46mV)。显然,对于功率管来说,这个be压降并不算大,然而其发射极电流并不低,这是因为功放管的损耗大、温升大,晶体管be结压降随温度升高而减小,在大功率工作达至热平衡时(50℃左右),发射结压降降到五百多毫伏。
      从图中可见,4只功率管的静态电流并不完全相等,但差别并不大。为简便起见,按每只功率管200mA静态电流计算,在c-e极间电压为34V时的功耗为
P=U×I= 34V×0.2A=6.8W                                                (1)
       那么,4只功率管的总功耗为27.2W。为了防止功率管热击穿,把倍增管与VT18、VT19安装在同一片散热器上(与VT16、VT17装在同一片散热器上亦可),VT12感测两只2SA1941的温升,实现温度补偿。功率管及散热器的温度愈高,VT12的c-e极间电压愈低,其变化量足以抵消上下臂功率管因温度升高而导致的be结压降减少量,最终在某个温度点附近达致平衡。
       顺便提一下,以上数据是在热态(散热器大约50)时测试完成的。
4. 功率输出级的电流波形
       1).静态波形为稳定的平直线
       当输入端短路,以输出端为参考地测试VT17、VT19的发射极,电压波形如图10-5所示,是两条平直线,幅值约为±46mV。该值等于通过、的电流产生的电压降,只不过前者相对于输出端(参考地)为正值,后者相对于输出端为负值。因、为0.22Ω,故功率管VT17、VT19的发射极电流约为200mA,另一臂也大约为200mA,故总的静态电流约400mA。考虑到输出级上下双臂并联,以输出端为参考地,定义流进的电流为正值,流出的电流为负值,则 R37、R38 与 R39、R40电流的代数和为0,负载上没有电流流过。

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     2).利用输入输出波形估算电压增益
       输入1kHz&1.22Vp-p正弦波,经R2与R3分压得到1.0Vp-p信号注入VT1的门极。此时,负载电阻为6.25Ω(=6Ω/50W+0.25Ω/5W串联),则VT1的门极与输出端波形如下图所示。图(a)显示VT1的门极电压为1.0Vp-p,图(b)显示的输出端电压为20.4Vp-p,故电压增益为20.4倍。
      若增大电阻R3为几十千欧姆以上, R2与R3分压衰减量可忽略不计,则功率放大器的电压增益近似等于20.6倍(=1+ R17/R19=1+10k/0.51k)。

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      注:还有许多其它波形图未在此公开,有兴趣的读者可于今冬购买笔者出版的《音频功率放大器设计》一书,经由电子工业出版社出版。
     5.电源电路及指示
    下图为AC-DC整流滤波电路。插座Power外接变压器,规格是80W,2×AC26V;整流桥用KBJ1010,滤波用电解电容10000μF/50V与涤纶电容1μF/100V并联组合,分别对电源的高低频分段滤波;输出直流稳定电压为 =±34V;发光二极管LDEx与LEDy用于电源指示。

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     下图为电路板、散热器(含功率管)及变压器固定在一块有机玻璃板上的整体布局。为了方便外接信号源和扬声器,这两个端子分别设置莲花插座和接线端子,固定在小块有机玻璃板上,然后再粘合于底板。为了安全起见,功率管与散热器之间加装云母垫片。
    顺便说一下,因为静态功耗大,为了防止热击穿,Ube倍增管VT12安装在VT18、VT19所在的散热器上,通过3条绝缘导线引导PCB设计位,VT12时刻感测下臂功率管的功率损耗,及时进行温度补偿。

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(有机玻璃尺寸33cm长×25cm宽×1.0cm厚,电路板尺寸16.6cm 12.5cm;散热器尺寸17cm长×9cm宽×4.6cm厚(脊棱);功率管与散热器之间加装云母垫片;重量4.2公斤。制作成本约150元)



本文转自葛中海博客。

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